小電流壓力變送器與集成電壓或電流驅動

靈活的電流發(fā)送器可以將壓力傳感器的不同電壓輸出轉換成4至20毫安。

該電路優(yōu)化了各種橋式電壓和電流驅動壓力傳感器，僅使用5個有源設備，誤差不超過1%。供電范圍為7V至36V，這取決于部件和傳感器驅動器的配置。

該電路的輸入具有ESD保護功能，可以提供比供電軌道高的電壓保護，是工業(yè)應用的理想選擇。

電路說明。

該設計提供了完整的4毫安至20毫安輸送機壓力傳感器測量解決方案。有三個重要的電路級別:傳感器激勵驅動、傳感器輸出放大器和電壓電流轉換器。

電路所需的總電流(無電橋驅動電流和輸出電流)為5.23毫安(最大值)。

激勵:電壓驅動配置。

根據(jù)所選擇的壓力傳感器，需要使用電壓驅動或電流驅動。該電路采用四分之一的ADA4091-4(U2A)，通過開關S1選擇不同的配置，支持兩個選項之一。電壓驅動器配置，S1位置最接近識別標志。電壓驅動器通常采用該級增益(1+R5/R6)配置為6V橋梁驅動器電壓。其他驅動器電壓可以通過適當改變電阻比來獲得:

請注意，電源電壓VCC至少比橋式驅動電壓高0.2V，這樣U2A就有足夠的余量。ADA4091-4:

電路采用計算放大器ADA4091-4，具有低功耗(每個放大器250μA)、低失調(diào)電壓(250μV)和軌道輸入輸出特性。

由于ADR02精度(A:0.1%、B:0.06%)和低靜電流(0.8毫安)，ADR02被選為5V基準電壓源。

激勵:電流驅動配置。

將S1移動到離識別標志最遠的位置，電路可以切換到電流驅動配置。

在電流驅動模式下，電路配置為R4=2.5kω，IDRIVE=2mA。通過以下選擇R4值，可以獲得低或高的IDRIVE值。

驅動電壓VDRIVE可計算如下。

電源需要0.2V的余量，因此：

感應器電流驅動配置(原理:未顯示所有連接和耦合)

橋面輸出器放大器和失調(diào)電路。

橋面輸出采用帶寬39.6kHz的共模濾波器(4.02kω,1nf)和帶寬1.98kHz的差模濾波器(8.04kω,10nf)。

AD8226是儀器有低增益誤差(0.1%,b級)、低失調(diào)(G=16:58μV,b級)、G=16:112μV,A級)、優(yōu)異的非線性增益(75ppm=0.0075%)、軌道輸入輸出特性，AD8226是儀器功放的理想選擇。

AD8226設備放大器采用R3=3.28kω增益設定阻力，將100毫伏FS信號放大16倍至1.6V。增益G與R3的關系如下

G=16，R3=3.293kω。選擇最接近R3的標準0.05%(3.28kω)，獲得G=16.06的收益，總收益誤差為+0.4%。

對于0V橋的輸出，輸出環(huán)的電流必須為4毫安。如圖1所示，將+0.4V失調(diào)加入AD8226儀器功率放大器REF輸入即可獲得該值。+0.4V來自ADR025V標準電壓源，使用分壓器電阻R7/R8，使用U2B緩沖電壓。

采用ADR025V標準電壓設置橋梁的驅動電壓或電流，設置4毫安零電平失調(diào)。初始精度為0.06%(b級)，電壓噪聲為10μVp-p。此外，可以使用高達36V的電源電壓工作，功耗不足1毫安，是低功耗應用的理想選擇。

壓力電流轉換。

在VOUT中，AD8226的0V-100mV輸入可以產(chǎn)生0.4V-2.0V的輸出幅度。U2C緩沖器在R13兩端施加該電壓，產(chǎn)生相應的0.4毫安至2.0毫安電流I13。然后I13電流鏡像進入R12，得到的電壓進入R15，從而達到4毫安至20毫安的最終環(huán)路電流。晶體管Q1應至少有300個高增長，以最大限度地減少基極電流引起的線性誤差。

Q2輸出晶體管為40VP槽MOSFET功率晶體管，25°C耗電0.75W。輸出電流為20mA，輸入0ω環(huán)負荷電阻，當VCC電源為36V時，其功耗最低。這種情況下，Q2的功耗是0.68W。但是選擇合適的VCC，至少比最大環(huán)負荷電壓高3V，可以大大降低Q2的功耗。這樣可以確保檢測到R15兩端的電壓降有足夠的余量。

電壓電源要求。

為使電路正常工作，VCC的供電電壓必須在7V以上，為ADR02基準電壓源提供足夠的余量。

最小VCC電源電壓也取決于橋梁的驅動電路配置。在VDRIVE=6V的電壓驅動模式下，電源電壓VCC必須超過6.2V，U2A可以保持足夠的余額(見圖2)。

在電流驅動模式下，電源電壓VCC必須大于11.2V，以保持足夠的容量(見圖3)。

供電電壓限值為36V(最大值)。

主要部件誤差分析。

表2和表3分別表示系統(tǒng)中有源元件引起的AD8226和ADR02A、B的最大誤差和rss誤差。請注意，操作放大器ADA4091-2只能在一級使用。

總回路精度。

假設所有重要電阻對總誤差的貢獻都是相等的。R3、R7、R8、R12、R13和R15是六個重要電阻。當電阻為0.1%時，容量差可導致總電阻為0.6%的最大值。假ss誤差為0.1√6=0.245%。

將0.6%最差情況下的電阻容量誤差加入上述有源元件(a級)引起的最差情況誤差即可得到。

誤差=0.19%+0.6%=0.79%

收入誤差=0.15%+0.6%=0.75%

全過程誤差=0.34%+0.6%=0.94%

假設這些誤差選擇電阻計算值，誤差只來自容差。

電路總誤差在1%以上，但要求更好的精度。電路需要失調(diào)和增益調(diào)節(jié)能力。對于4毫安輸出和零電平輸入，可以通過調(diào)整R7或R8來校準失調(diào)，然后通過改變R3來調(diào)整滿載范圍。這兩種調(diào)整是獨立的，假設先校準失調(diào)。

VCC=25V是電路的實際誤差數(shù)據(jù)?？傒敵鲭娏髡`差(%FSR)將理想輸出電流與測量輸出電流之間的差距除以FSR(16毫安)，計算結果乘以100。

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